Тема: Народный Hi-End
Опции темы
Народный Hi-End
Приветствую всех! Надоумили меня опубликовать на мировой суд мой опыт с одной схемой усилителя для наушников и интересными результатами.
Итак, рассказывать буду по порядку. В своеобразной манере Будет много изображений.
Лежала весьма давно у меня схема, неизвестно откуда взятая, показывающая совершенно драматические, неприличные результаты в симуляторе. Вот она:
«Фишка» схемы в том, что много-много параллельных транзисторов работают в ультралинейном малосигнальном режиме, в А-классе, что позволяет применять копеечные детали любой разумной степени кривизны для достижения отличных результатов.
Впоследствии знающие люди подсказали, что ноги, вероятно, растут откуда-то отсюда. Но я категорически не разделяю аудиофильский подход автора. Поэтому все будет сделано максимально сурово, дешево и просто, на макетках, из очень дешевых и б/у деталей, я неспроста назвал тему именно как «Народный Hi-End».
Первым делом был изготовлен БП. По сути, классический двуполяризатор на ОУ. Как-то так:
Транзисторы влепил подобранную пару КТ814/КТ815. Фильтр на входе позволяет подключать эту порнуху практически к любому по паршивости импульснику, не боясь ВЧ помех/пульсаций от него. Сопротивление каждого дросселя где-то 0.3-0.4 ом.
Следующим этапом было изготовление, собственно, усилителя. Вот что получилось:
Применено ведро копеечных транзисторов и резисторов с алиэкспресса, купленных прозапас еще до кризиса за копейки, по 25-50 коп/шт. Сейчас то же самое стоит, скорее всего, по рублю. Никаких аудиофилических транзисторов по 10$/шт и подобного хлама!
Защита была придумана налету и засунута в узкий участок, поэтому ее разводка весьма страшная, но это ни на что не влияет, т.к. там тупой компаратор. Два особо жирных участка с припоем являются не только выходами усилителей, но и теплоотводами для транзисторов.
Транзисторы подобраны с разбросом hfe ———- Сообщение добавлено 22:04 ———- Предыдущее сообщение было 21:56 ———-
Продолжение предыдущего поста.
Вот мы и подошли к тестированию этого чуда макетной инженерии. А результаты получились настолько неожиданными (с учетом примененных компонентов и исполнения), что слегка шокируют.
Тестировал в RMAA со стандартными настройками. ЗК — ASUS xonar D1 (к сожалению, лучшего источника нет). К.у. усилка = х2. 0дб = 2VRMS.
На самом деле, тут много нюансов. Рекомендую внимательно прочесть мою писанину ниже.
Во-первых, к моему удивлению, на результат влияет качество 3.5-3.5мм кабелей, походу это из-за их большой длины в 2-3м. Так, от хорошего кабеля от аудиосистемы, с колечками на концах, косяков особо не лезет (все результаты в итоге с него), а вот с помойным кабелем, сделанным из двух кабелей от копеечных наушников-капель, результаты хуже на порядок.
Во-вторых, при питании усилка от 15V AC адаптера у меня возникла слабая, но заметная земляная петля, что видно на графиках. Это значительно влияет на результаты. К счастью, я сохранил результат промежуточного варианта усилка, когда было по 5 пар транзисторов в каждом канале, и питал я его от 12в аккума. Но там тоже есть немало сетевых наводок, ввиду того, что усилитель тогда представлял из себя кучу проводов на столе, так что тот вариант на графиках не отображал, но выложу вместе с остальными.
Подробнее взглянем на результаты:
Колонка 1: закольцованная ЗК. Асус в своем репертуаре. При околомаксимальной амплитуде вылезают гармоники, а при максимальной амплитуде их целый лес, так что был выбран уровень -3.7дб (1.3VRMS) для всех измерений. Конечно, может дело в самом ЦАПе, а не в асусе, ну да не важно. Далее имейте ввиду, что гармоники 2-3к на всех графиках — это гармоники от ЦАПа, а не усилителя!
Колонка 2: собранный в корпус девайс с 11 парами транзисторов и 15в (+-7.5в) питанием от AC адаптера, без нагрузки.
На графиках во всей красе видны последствия земляной петли. Все эти пики 100-200-300-400-500гц и лес мелких гармоник далее — это все от нее, помехи от компа (и это при том, что я ее минимизировал насколько возможно, изолировав планку крепления ЗК от корпуса компа). К счастью, петля слабая, уровень помех очень мал. При прослушивании музыки, просмотре видео, веб-серфинге в ушах ничего не слыхать. Лишь при сильной нагрузке на видеокарту на графиках можно будет увидеть слабые помехи 15-20кгц, ухом практически не различимы. Увы, но от этого без хорошего заземления не избавиться. Разве что использовать внешний ЦАП с оптическим входом. Такая уж убогая сеть в наших домах, никакого заземления в квартирах, аналогов однозначно не имеет.
Видно, что усилитель от себя практически ничего не добавляет, а лишь усиливает шумы-косяки и гармоники карты. В 2 раза более низкий THD, чем на закольцованной ЗК, обусловлен тем, что выход карты теперь выдает слабый сигнал, усилок от себя ничего не добавляет, и, даже с учетом усиления, гармоник получается минимум.
Колонка 3: подрубил самую жесткую нагрузку, какую можно подключать к такому усилителю. Не резисторы, а сразу 16 омные реальные уши. Характеристики остались отличными, THD как был 0.0003%, так и остался! Как и остальные характеристики. Прямо как в симуляторе, усилителю пофиг на нагрузку, если она не превышает заданный ток (в моем случае около 100мА в каждом канале).
Колонка 4: 32 омные наушники. Результаты те же. Ничего интересного.
Колонка 5: 64 омные наушники. Sennheiser HD 280. Весьма тяжелая индуктивная нагрузка. Напомню, я подал на них -3.7дб = 1.3VRMS! Это при том, что у них для 94,0 дБ SPL необходимо 0.07 VRMS. Я при этом, мягко говоря, слегка приопух. Не знал, что наушниками можно озвучивать полквартиры. Это, мягко говоря, весьма далеко от нормальных условий применения. Незначительное увеличение IMD в данном случае пусть объяснят эксперты.
Колонка 6: результат промежуточного варианта усилителя с 5 парами транзисторов и аккумуляторным 12в питанием, без нагрузки на выходе. Дан просто для сравнения и понимания, что транзисторов вполне достаточно по 4-5 пар на канал. Выше я писал, почему у меня больше.
Такие вот результаты.
На самом деле, ток можно понизить в 2-3 раза, результаты для высокоомных ушей не ухудшатся, а нагрева сильного не будет. Сейчас даже корпус, обклеенный скотчем, весьма теплый. Транзисторы внутри греются под 100С, я полагаю. Но что это за класс А, который не греет помещение? Что, если я в пьяном угаре вдруг захочу аудиофильствовать с 16 ом ушами от ноклы за 1000руб? Так что ток оставил таким.
Схема не склонна к самовозбудам (помехи по входу не учитываем). Работает сразу же. Рабочий ток задается R2=R19, в реальности ток может получиться +-10-20% от симулятора. Для 100мА у меня стоят резисторы по 5 ом.
Важное замечание: не рекомендую превышать заданный ток, если у вас на выходе нет защиты.
Выводы:
1) Для отличных результатов с данной схемой, разведенная плата не обязательна. У меня результаты получились определенно не хуже, а то и лучше, чем у аудиофила с конской «красивой» разводкой и аудиофилическими деталями. Жаль, что нет нормальных ЦАП/АЦП и условий для полноценных замеров.
2) Соответственно, дорогие детали тут не нужны. Напомню, я использовал копеечные транзисторы и резисторы с алиэкспресс, дешевые ОУ NE5532 и дип8 панельки оттуда же. Никаких позолоченных разъемов и сплетенных в фигурные косы проводов, уложенных по корпусу в соответствии с фазой Луны.
Особо отмечу: Да-да! И никаких дорогущих xDSL-драйверов и видеоусилителей, популярных в местных краях для подобных проектов. Если воткнуть такое в эту схему, то либо ничего не изменится, либо станет хуже. А лучше тут вроде и некуда.
3) Любители всевозможных гармонизаторов, а также всевозможные слушатели-оценщики проводов ушами, проходите мимо, не задерживайтесь. Схема однозначно не подходит для этих целей.
Фух, ну и простыня получилась. Надеюсь, кто-нибудь осилит мой тугой слог
С интересом выслушаю ваши комментарии. А также очень интересен чужой опыт с данной схемой.
Прилагаю архив с моделями, фото и результатами тестов.
Последний раз редактировалось LazyNerd; 02.04.2017 в 22:56 .
Источник
Сверхлинейный УМЗЧ класса High-End на транзисторах (80Вт)
Отдаваемое в последнее время предпочтение ламповым выходным усилителям мощности звуковой частоты для звуковоспроизведения высокой верности трудно понять, исходя из объективного их сравнения с транзисторными УМЗЧ. Ведь по всем измеряемым характеристикам современный УМЗЧ на транзисторах существенно превосходит ламповый. На наш взгляд, измеряемыми обычно нелинейными искажениями (НИ) не исчерпываются те искажения, которые определяют качество звуковоспроизведения.
В самых совершенных конструкциях транзисторных УМЗЧ уровень НИ доведен практически до слухового порога и даже ниже, поэтому сомнительно, что их можно воспринимать на слух, тем более в условиях маскировки полезным сигналом.
Дело, по-видимому, в том, что обычно измеряют НИ в установившемся режиме, когда переходный процесс после подачи на вход испытываемого усилителя измерительного сигнала уже завершен как на входе, так и на выходе усилителя, а в замкнутой петле общей отрицательной обратной связи (ООС) установился стационарный колебательный процесс, отвечающий с большей или меньшей точностью поступающему на вход сигналу.
Очевидно, что нелинейность усилителя проявляется гораздо сильнее во время переходного процесса (длительность которого за счет задержки сигнала в цепи ООС может быть значительной), особенно на его начальном этапе, когда действие ООС наименее эффективно (из-за упомянутой задержки).
В отличие от динамических искажений, приводящих к перегрузке входного каскада на протяжении всей длительности неблагоприятного по параметрам входного сигнала — рассматриваемые переходные НИ имеются даже тогда, когда отсутствуют динамические, но только пока переходный процесс не закончен.
А если учесть, что реальные звуковые программы очень далеки от стационарности и на самом деле вызывают в УМЗЧ почти непрерывный переходный процесс, то при воспроизведении таких программ НИ могут намного превышать измеренные обычными методами в одном и том же экземпляре усилителя.
Вследствие малой длительности переходного процесса по сравнению с временем лабораторных измерений они пока «ускользают» от экспериментального изучения (для этого требуется разработка специальных методов) и в то же время легко воспринимаются на слух на протяжении звучания всей фонограммы.
С этой точки зрения становится понятным преимущество ламповых усилителей: хотя измеряемый уровень НИ у них больше (это относится только к стационарному режиму), в реальных условиях лампы как гораздо более линейные приборы обеспечивают меньшие НИ, чем транзисторы (хотя, конечно, большие, чем те же лампы в стационарном режиме), что и обусловливает лучшее звучание ламповых усилителей.
Однако очевидны такие недостатки ламповых усилителей, как неудобства в эксплуатации, громоздкость и большая масса, значительная потребляемая мощность при сравнительно низких КПД и выходной мощности.
В этой связи выглядело бы заманчивым создание транзисторного усилителя с реальным уровнем НИ не хуже, чем у лампового. Последнее означает, что измеряемый по обычным методикам уровень НИ такого усилителя должен быть снижен на один-два порядка (!) по сравнению с лучшими образцами (можно и больше), чтобы НИ в нестационарном режиме имели приемлемую величину.
Однако применяемые сейчас методы линеаризации транзисторных усилителей, по-видимому, себя уже исчерпали и не позволят достичь требуемого коэффициента НИ (0=0,0001 . 0,00001 %).
Поэтому была поставлена задача изучить возможность получения такого рекордно низкого уровня собственных НИ транзисторного УМЗЧ, не останавливаясь перед сложностью схемотехнических решений, а затем и решить, оправдан ли такой подход, приносит ли он выигрыш по качеству звучания по сравнению с существующими схемами.
Представляемая в настоящей работе конструкция адресована в первую очередь самым взыскательным ценителям высококачественного звуковоспроизведения. Она разработана на основе изложенного в [1] принципа, который является усовершенствованием известного метода снижения искажений, описанного в [2].
Рис. 1-3. Блок-схемы усилителей.
На рис.1 изображена блок-схема двухкаскадного усилителя с передаточной функцией первого каскада К1 и второго К2, передаточной функцией b цепи общей ООС, охватывающей весь усилитель, и передаточной функцией g цепи местной положительной обратной связи (МПОС), охватывающей первый каскад. Результирующая передаточная функция такого устройства описывается выражением К=К1К2/(1-тК1+рК1К2). (1)
Если установить усиление в петле МПОС тК1=1, то окажется, что в отличие от усилителя с одной ООС, у которого К = К1К2/(1+ |ЗК1К2) и только приближенно К=1/р (при |ЗК1К2»1), передаточная функция данного усилителя будет точно равна 1/р.
При этом глубина ООС должно быть больше глубины МПОС, т.е. |ЗК1К2>уК1, что является необходимым (но недостаточным) условием устойчивости. Таким образом, при уК1=1 подавляются все искажения, которые возникают во втором каскаде и причиной которых является непостоянство его передаточной функции (поскольку К=1/|3 и не зависит от К2).
Однако абсолютно полное подавление искажений возможно только при идеальном первом каскаде. Реально же ему присущи как нелинейные, так и частотные искажения, приводящие к отклонению передаточной функции К1 от оптимального значения. Кроме того, оно изменяется из-за колебаний питающих напряжений, температурного дрейфа и изменения со временем параметров деталей.
Проблемой является и обеспечение совместной устойчивости такой сложной системы при совместном действии ООС и ПОС (второе условие устойчивости), так как введение ПОС уменьшает запас устойчивости исходной системы [2].
С другой стороны, желательно (для получения наибольшей линейности), чтобы глубина как ПОС, так и ООС была постоянной в рабочем диапазоне частот, т.е. чтобы первый полюс АЧХ системы с разомкнутыми обратными связями находился на частоте f>20. 30 кГц, и частота среза в петле ПОС была также не меньше.
Между тем выполнить последние требования и одновременно обеспечить надежный запас устойчивости вовсе не просто, а отступление от них значительно снижает эффективность метода. Видимо, поэтому автору неизвестны примеры использования описанного принципа подавления искажений для целей высококачественного звуковоспроизведения.
Принципиальным недостатком устройства, показанного на рис.1, является, как показывает анализ, то, что петля МПОС включена последовательно в цепь ООС. Значительно улучшить работу устройства можно путем параллельного подключения петли МПОС к петле ООС, т.е. подключив вход второго каскада не к выходу первого каскада (точка 2 рис.1), а к его входу (точка 1).
Блок-схема устройства, предложенного в [1], показана на рис.2. Важнейшим преимуществом такого устройства является меньший фазовый сдвиг, вносимый в петлю ООС элементами схемы МПОС (от входа устройства до входа второго каскада).
Это понятно из сравнения рис.2 с рис.1, так как очевидно, что фаза сигнала в точке 2 отстает от фазы в точке 1 (рис.1) на фазовый сдвиг, вносимый первым каскадом (и этот сдвиг может быть весьма существенным на частотах 0,2. 1 МГц и выше, в области которых должно обеспечиваться устойчивость устройства).
Данное преимущество является решающим для применения этого метода компенсации искажений в высококачественных УМЗЧ, так как вносимые при его использовании минимальные фазовые сдвиги позволяют получить достаточный запас устойчивости и тем самым обеспечить надежную работу усилителя с МПОС.
Достоинством устройства, показанного на рис.2, является также возможность более независимого (хотя независимость эта относительная, поскольку петли по-прежнему взаимодействуют между собой) и оптимального выбора параметров петель МПОС и ООС в соответствии с их функциональным назначением, которое существенно различно.
Эта большая независимость видна из выражения для передаточной функции усовершенствованной системы К = К2/(1 -7KI +|ЗК2), (2) которое, в отличие от (1), не содержит смешанных произведений передаточных функций элементов, относящихся к различным петлям.
Такое разделение невозможно в устройстве, показанном на рис.1, где первый каскад является общей частью петель МПОС и ООС, вследствие чего его параметры определяют одновременно и свойства ООС, и свойства ПОС. Требования к этим параметрам во многом противоречивы, что также затрудняет решение задачи максимального подавления искажений.
Преимущества параллельного подключения петли МПОС к петле ООС позволяют практически реализовать устройство даже не с одной, а с двумя МПОС, взаимно усиливающими действие друг друга и тем самым улучшающими компенсацию искажений. Блок-схема такого устройства показан на рис.3, где К1, К2, КЗ — передаточные функции трех каскадов основного канала усилителя; в -передаточная функция цепи ООС; а1у1 и а2у2 -передаточные функции первой и второй петли МПОС соответственно, причем равенства а1у1=1 и а2у2=1 устанавливаются с возможно большей точностью. Из его передаточной функции К = К1К2К3/[(1- а1у1)(1-а2у2)+рК1К2К3] (3) следует, что поскольку 1- а1у1 >1 кГц практически не зависит от положения переключателя SA1. Другими словами, регулировки тембра НЧ и ВЧ не зависят друг от друга, как в обычных регуляторах тембра.
Автор: В. П. Матюшкин (г. Дрогобыч, Львовская обл., Украина).
Источник